快三平台开奖结果|34可见乘法器输出电压没有超过1 6V 因此设定值是

 新闻资讯     |      2019-10-20 17:11
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  Mult引脚外接电路如图4 4所示 设upR、1R是分压采样电阻 1C是滤波电容 则可有下式 3max1 max2 46 4102652upMupinRVRRV 24考虑到功耗及器件条件 选择127RK upR由2R和3R代替 选择231 5RRM 12 2CnF 3电流采样电阻RSCS CS引脚及采样电阻示意图CS引脚是用来对流过MOS管的电流进行采样的 它接到比较器的反向端 此采样信号与乘法器输出的参考信号进行比较 来决定MOS管的关断。PWM调制器环路增益PWM调制器模块包含了电流反馈环节 其传递函数为 31 LpkcspksIGsVR 无补偿网络的系统开环传递函数在设计中 误差放大器的增益一般先设为1 1Gs。LDCV 11Buck Boost电路原理图 平均化根据3 1的分析 可得出模态1时 电感电压 Lvt和电容电流 Cit的微分方程为 LgditvtLvtdt 29CdvtvtitCdtR 30模态2时 LditvtLvtdt 31CdvtvtitCitdtR 32则在一个开关周期中 Lvt和 Cit的平均值为 33CvtitdtitR 34其中 ontdtT 为占空比 线性化通过对平均值模型线性化 能得到交流小信号模型 即把平均变量等效为直流量与干扰量的和 38一般假设干扰值远远小于直流量。控制费用使用精度在95%以上,本节首先做出TM模式下APFC控制框图 得到每个环节的传递函数 然后对加入反馈补偿网络前后的系统传递函数进行仿真 分别得出幅频特性和相频特性bode图。20dB10倍频程 15可以看出补偿后的穿越频率从补偿前的100Hz左右移至10Hz左右 此时100Hz的信号有明显的抑制 在穿越频率处的斜率为 虽然补偿后的相位裕量减少了但依然足够。38gggditIitvtVvtdtDtvtVvt 35把式 35代入 34消除直流分量和忽略二次项 可得扰动方程和稳态关系式。通常电流检测使用小阻值精密电阻 以减小功耗和提高精度。2)硬质耐火材料压入造衬;4 1系统控制框图误差放大乘法器G2 TM模式下APFC控制原理框图为了方便对控制原理框图的理解 通过结合L6562芯片内部结构与外接电路对应于图4 9进行分块 如图4 10所示 QQSETCLRSR ZCD驱动补偿网络Vref乘法器R7R8H 10电路结构分块图 是电压反馈的传递函数G1 是误差放大器及其补偿网络的传递函数G2 是乘法器的传递函数G3 是PWM调制器和电流反馈包括输入电流峰值检测和零电流检测反馈 的传递函数 G4 2系统控制到输出的传递函数TM模式下Buck Boost变换器的工作原理在3 1已经介绍过了 这里重新画出变换器的电路图 列出其各工作模态时的电感电压和电容电流的微分方程 运用状态空间平均法 对其进行小信号建模 得出其传递函数。通过此时的系统传递函数特性 针对性的设计补偿环路。(3)涂抹法维修;D2CoR7R8INVCOMPVinVo补偿网络 36控制系统的设计与电源的稳定性工作问题息息相关 对其进行建模是很有必要的。扰动方程 ggdditLDvtVVtDvtdt 36ddvtvtCItDitdtR 37稳态关系式 gDVVD 38VDIR 小信号数学模型本模型的建立采用一阶模型建法 43 忽略电感电流纹波 假定电感电流完全跟踪指令电流 即电感电流等于指令电流 cisis cis为电流指令信号。则有下式 通过式 52可计算 Gs的极点频率 pf 13 320 048pfHz 54则按照设计要求有 314 31417 12100 048112 55设计选择31CuF 144 8RK 17350RK 7330RK 则由4 5节可得84 2RK 补偿网络的传递函数幅频和相频特性图如图4 15所示。3)炭胶压入维修;D的变化范围为0 35 625在matlab三 40中观察上式曲线frz随D变化曲线图 将前文中计算的数据代入式 58则在265VAC输入时 Gs为 2383 10 8910 10 048sGss 52利用Saber仿真软件做出 Gs的Bode图 如下 13无补偿网络的系统开环传递函数Bode图 12和图413可知 frz最小时也要远大于整流后电压的100Hz的频率 所以右半平面零点对低频段几乎没有影响。则在无补偿环路时 系统开环传递函数为 12342 50从上式中可看出 其有一个右半平面的零点 此零点的频率为 51LR是LED灯负载等效电阻 500LR 。LED驱动电源整体电路结构原理图如图4 16所示是本文设计的驱动电源的整体电路结构原理图 ACVCCMultCOMPINVGNDCSGDZCD12345678 VacR1R2R3R4RsR5R6R9R11CinCoC1C3C4D218VMOSTR7R8EMI滤波R14D1VoR17 16LED驱动电源电路原理图 本章小结本章首先依照设计指标对输入EMI滤波器和整流桥进行了设计 然后对Buck Boost电路的各元器件进行了参数计算 围绕L6562芯片 对其各个引脚的外围电路进行了设计和参数计算 最后通过对系统的小信号建模来分析系统的稳定性 完成补偿网络的设计 最终确定LED驱动电源的整体电路结构。ZCD引脚的输入电流最大值为3mA 则可得 113155 310RK 26考虑功耗 选择1139RK 5反馈电路的设计INV引脚是电压反馈的输入引脚 在设计反馈环路时 由于L6562内部的参考电压是2 5V 因此可得 7882 5oRRVR 27由于INV引脚的电流大于40uA时 会触发芯片的过压保护功能 则有 740OVPVRuA 28由于7R的选择还与补偿网络有关 具体选择7R 8R的参数在下节补偿网络的设计中给出!

  Mult引脚外接电路如图4 4所示 设upR、1R是分压采样电阻 1C是滤波电容 则可有下式 3max1 max2 46 4102652upMupinRVRRV 24考虑到功耗及器件条件 选择127RK upR由2R和3R代替 选择23134可见乘法器输出电压没有超过1 6V 因此设定值是合适的。15补偿网络的传递函数幅频和相频特性图 则系统补偿后的传递函数为 17 16给出补偿前后控制到输出的开环传递函数特性曲线图上面的图为幅频特性图 下面的图为相频特性图 其中 实线为补偿后的特性曲线 虚线为补偿前的特性曲线补偿前后幅频特性曲线通过系统开环传递函数的Bode图来判断系统的稳定性要满足三点要求 44 系统所有的环节在穿越频率处的开环相移必须小于360由于Bode图中的相位不包含负反馈的180 延迟 因此相位裕量为穿越频率处的相位与 180 通常要求在穿越频率处要有至少45的相位裕量。芯片要求采样电阻上的电压不能超过1 7V 则有 30可得到sR得值 选择0 5sR 35ZCD引脚是零电流检测引脚 ZCD引脚信号决定MOS管的导通。34可见乘法器输出电压没有超过1 6V 因此设定值是合适的。每月列出各单位使用报表,达到了设计的目的。把式 39进行拉氏变换 得到 ggdsLisDvsDvsVVs 41dvssCvsIsDisR 42根据式 41写出占空比干扰量的表达式 cggdsLisDvsDvssVV 43代入 42得到 cgcgvssLisDvsDvssCvsDisIRVV 39应用稳态关系式 0gvs可求得控制至输出传递函数 46vcGs即是4 电压反馈环路增益输出电压为200V 反馈采样电压为2 5V Kin为乘法器外接输入电压采样电阻分压比Km为乘法器本身的增益。对工业炉检修费用使用情况,(2)炉外压入式维修:1)软质耐火材料压入维修;

  4补偿网络的设计R7R8R14R17C3VinVoVref 14反馈补偿网络 补偿网络如图4 14所示 其传递函数为 71 53可知补偿网络的传递函数有一个零点zf和一个极点pf zf用来抵消 Gs中的极点 pf是为了设置新的极点 缩减误差放大器的带宽 以使穿越频率为10Hz。(5)投射法维修。D1R11Vinzcd ZCD引脚外接电路图如图4 6所示 11R是限流电阻。在MOS管关断时 ZCD引脚检测到辅助绕组的电压在下降 当检测信号大于2 1V时 电压滞回比较器输出高电平 当检测到的电压小于1 6V时 输出低电平 此时MOS管导通。点检人员当月提出下月费用使用申报!从图4 13中可以看出 系统对100Hz的信号抑制不明显 在采样反馈电压时 会产生误差 从而影响到功率因数 为了抑制放大器对100Hz纹波的增益 需要把穿越频率往更低频率处移动 因此需要设计补偿三 41网络 缩小误差放大器的带宽 设计穿越频率为10Hz 让采样信号更接近直流信号。(4)浇注法维修;